Разработка аппаратной части

Выпускная квалификационная работа. Часть 3.

3.1 Описание стенда
3.2 Инструментальный усилитель
3.3 Расчет аналогового фильтра
3.4 Масштабирующий усилитель
3.5 Аналого-цифровой преобразователь
3.6 Согласование устройства с ЭВМ
3.7 Схема питания устройства
3.8 Разработка печатной платы
3.9 Выводы

3.1 Описание стенда LESO1

Цифровой осциллограф-приставка разрабатывается на базе стенда LESO1. Стенд LESO1 является разработкой лаборатории электронных средств обучения. Лабораторный стенд предназначен для освоения студентами архитектуры и методов разработки микропроцессорных систем различного назначения. Стенд может стать основой дипломного проектирования студентов, а также базой исследовательской работы бакалавров и магистров. На базе стенда возможна разработка промышленных автоматизированных систем.

Особенности стенда LESO1:

• программирование осуществляется через порт USB;
• не требуется дополнительно источника питания;
• простота реализации и программирования (все периферийные устройства подключены непосредственно к микроконтроллеру).

Программирование через USB позволяет легко программировать микроконтроллер, поскольку порт USB есть во всех компьютерах. Питание стенда осуществляется также через USB(+5В), что обеспечивает компактность и освобождает от лишних проводов. Как сказано выше, все периферийные устройства подключены непосредственно к портам ввода/вывода микроконтроллера. В данном проекте используются выводы АЦП, которые на печатной плате выведены в отдельный разъем IDC10. Стуруктурная схема учебного лабораторного стенда показана на рисунке 3.1.

Рисунок 3.1 – Структурная схема стенда LESO1.

3.2 Инструментальный усилитель

При измерении напряжении сигналов необходимо, чтобы входное сопротивление измерительного устройства было велико — измерительное устройство не должно влиять на параметры сигнала. В качество входной цепи обычно используют инструментальный усилитель (ИУ). Инструментальный усилитель предназначен для задач, требующих прецизионного усиления с высокой точностью передачи сигнала, а также для работы с различными датчиками сигналов благодаря высокому входному сопротивлению, низкому значению напряжения смещения, точности передачи сигнала и высокой степени подавления синфазных сигналов. Другое название инструментального усилителя – измерительный усилитель (в переводе с английского «instrumentation» означает «измерение»).

Инструментальный усилитель относится к классу операционных усилителей с одним принципиальным отличием, связанным с работой исключительно с замкнутыми линейными цепями обратных связей (ОС).

Появление схем инструментальных усилителей было обусловлено стремлением устранить недостатки дифференциальных усилителей (ДУ), построенных на операционном усилителе (ОУ). На рисунке показано включение ОУ в качестве ДУ.

Рисунок 3.2– Дифференциальный усилитель на ОУ.

Выходное напряжение ДУ при действии на входе сигналов U_Г1, U_Г2 с выходными сопротивлениями R_Г1,R_Г2 равно:

Из этой формулы видно, что в ДУ выходное напряжение зависит от внутренних сопротивлений генераторов. Это обстоятельство вынуждает разработчиков учитывать внутреннее сопротивление источников сигналов. Различие этих сопротивлений определит ошибку в усилении разностного сигнала, а также повлияет на значительное ухудшение подавления синфазного сигнала (СФ).

Если:

имеем:

Если на вход действует СФ U_Г1=U_Г2=U_ВХ:

Так как, U_вых=U_ВХ·K_0СФ, то коэффициент подавления СФ сигнала К_ОСФ для ДУ в децибелах будет определяться как:

Из этой формулы также видно, что коэффициент подавления СФ К_ОСФ зависит от внутренних сопротивлений источников, поэтому следует развязать источники от ДУ. Это обеспечивается с помощью дополнительных входных ОУ с высокими значениями коэффициентов усиления. Это улучшает характеристики ДУ. Введение общего резистора, регулирующего коэффициент усиления с замкнутой ОС в данных ОУ , привело к созданию классической схемы инструментального усилителя на трех ОУ, соответственно рисунку 3.3.

Рисунок 3.3 – Инструментальный усилитель.

При действии на входах ИУ дифференциальных сигналов, сигналы обратных связей, учитывая их противоположные фазы, взаимно вычитаются в точке делящей условно резистор R_KU пополам. В этой точке под действием противофазных сигналов возникает виртуальная земля. Поэтому коэффициент усиления для дифференциальных сигналов схемы ИУ запишется, как:

где R_oc1,2 – сопротивления резисторов ОС входных ОУ,
R_Ku – сопротивление, регулирующее коэффициент усиления ИУ.

Действие входного СФ сигнала (сигнала общей помехи) приводит к тому, что сигналы по цепям ОС входных ОУ на сопротивлении R_Ku повторяют амплитуду и фазу данного СФ сигнала и передаются в режиме повторителя напряжения на входы выходного ОУ, включенного в качестве ДУ. Данное обстоятельство является важным достоинством схемы ИУ, так как позволяет усиливать входные дифференциальные сигналы с коэффициентом:

а синфазные сигналы передавать независимо от выбранного усиления с коэффициентом передачи равным единице. Это обеспечивает возрастание полезного сигнала на фоне СФ сигнала или отношения сигнал-помеха при увеличении коэффициента усиления ИУ. Подавление СФ сигнала обеспечивается схемой дифференциального усилителя (выходной ОУ) и соответствует соотношению 3.5 при пренебрежении сопротивлениями U_Г1 U_Г2, в качестве которых в данной схеме выступают выходные сопротивления входных ОУ.

Следует, отметить, что ИУ может выпускаться в интегральном исполнении в виде готовых микросхем. Но выполнение ИУ на дискретных элементах дает свободу регулирования постоянной составляющей, ограничения уровня входного сигнала. При выборе ОУ следует отталкиваться от характеристик:

• коэффициент шума;
• скорость нарастания сигнала;
• Частота граничного усиления.

Коэффициент шума ОУ должен быть ниже уровня шума используемого АЦП.

Схема ИУ обеспечивает единичное усиление. Поскольку, входное напряжение можно измерять в интервале [-10В,10В], питание ОУ, на которых выполнена схема, равна 12В. Поэтому усиление входного сигнала привело бы к нелинейным искажениям. Тогда необходимо выполнение условия K_U.ИУ=1. Приняв R₁=R₂=R₃=R₄=10 кОм, R_ОС1=R_ОС2=0 и R_KU=10 кОм, получаем заданное условие. Тогда принципиальная схема ИУ принимает вид:

Рисунок 3.4 – Инструментальный усилитель.

Питание ОУ ±12В. В данном проекте были выбраны ОУ фирмы Texas Instrument TL084ID, поскольку данный вид микросхем широко распространен на рынке радиодеталей, одна микросхема в своем составе содержит 4 ОУ, что позволяет экономить место на печатной плате устройства. Основные характеристики микросхемы TL084ID приведены в таблицах 3.1 и 3.2.

Таблица 3.1– Электрические характеристики микросхемы TL084ID

Параметр		Типовое значение	Максимальное значение	Единица измерения
VIO	Входное напряжение смещения	3	9	мВ
αVIO	Температурный коэффициент смещения	18	18	мкВ/ºC
IIO	Входной ток смещения	5	100	пА
IСС	Ток питания (на один ОУ)	1,4	2,8	мА
Ri	Входное сопротивление	1012	1012	Ом
fГ	Частота граничного усиления	3	3	МГц

 

Таблица 3.2 – Рабочие характеристики TL084ID при 25ºC

Параметр		Типовое значение	Единица измерения
SR	Скорость нарастания выходного напряжения	13	В/мкс
tr	Время восстановления сигнала	0,05	мкс
Vn	Эквивалентное напряжение входного шума (на частоте 1кГц)	18	нВ/√Гц
In	Эквивалентный ток входного шума (на частоте 1кГц)	0,01	пА/√Гц
THD	Суммарный коэффициент гармонических искажений	0,03	%

3.3 Расчет аналогового фильтра

3.3.1 Выбор типа фильтра и обоснование

Как было сказано во второй главе ФНЧ должен иметь постоянное групповое время задержки или линейную ФЧХ в полосе пропускания сигнала, так как эти искажения наиболее слышны на слух при превышении некоторой нормы, а АЧХ можно скорректировать на оцифрованном сигнале.

Широкое применение находят такие типы фильтров как фильтры Баттерворта, Чебышева и Бесселя. Амплитудно-частотная характеристика фильтра Баттерворта имеет довольно длинный горизонтальный участок в полосе пропускания и резко спадает за частотой среза. Характеристика фильтра Чебышева спадает более круто, однако, в полосе пропускания она, не монотонна, а имеет волнообразный характер с постоянной амплитудой. При заданном порядке фильтра более резкому спаду амплитудно-частотной характеристики за час¬тотой среза соответствует большая нерав¬номерность в полосе пропускания. Оба типа фильтров имеют нелинейную фазо-частотную характеристику. Фильтр Бесселя обладает оптимальной переходной характеристикой и линейной фазовой характеристикой. Причиной этого является пропорциональность фазового сдвига выходного сигнала фильтра частоте входного сигнала. В общем случае спад амплитудной характеристики фильтра Бесселя оказывается более пологим по сравнению с фильтрами Чебышева и Баттерворта. Таким образом, остановим свой выбор на фильтре Бесселя.

Вид частотной характеристики зависит как от порядка, так и типа фильтра. Тип фильтра определяется способом представления полинома передаточной функции. В общем виде передаточная функция фильтра нижних частот может быть представлена следующим образом:

где с_i – положительные действительные коэффициенты для i = 0,1,…,n, n – порядок фильтра, p = jΩ = j·f/f_c – нормированная комплексная переменная. Порядок фильтра определяется максимальной степенью переменной p. Он задает асимптотический наклон амплитудно-частотной характеристики, равный n·20дБ на декаду.

Частота дискретизации АЦП равна 420кГц. Максимальная верхняя частота, которой можно ограничить сигнал по теореме Найквиста равен 210 кГц. Но для того чтоб обеспечить ослабление в 74дБ на частоте 210 кГц, нужен порядок фильтра не менее 16. Большой порядок фильтра вызывается большое групповое время задержки. Поэтому для обеспечения полосы расфильтровки и небольшого порядка фильтра зададимся частотой среза ФНЧ 100 кГц. Значит, на ослабление в 74 дБ нужно обеспечить на частоте 300 кГц. Поэтому можно ограничиться 8-порядком фильтра.

Для реализации фильтра необходимо разложить полином знаменателя на множители. Если среди корней полинома есть комплексные корни, то полином следует записать в виде произведения многочленов второго порядка [!]:

где a_i,b_i – положительные коэффициенты.

Тип фильтра определяют коэффициенты a_i,b_i. Корни полинома могут иметь сопряженные комплексные значения, что приводит к невозможности реализации такого фильтра с помощью пассивных RС-цепей. Для реализации фильтров с сопряженными комплексными корнями могут быть использованы LC-фильтры. Для высоких частот получение необходимой индуктивности не представляет затруднений. Однако для низких частот нужны большие индуктивности, которые сложны в изготовлении и обладают плохими электрическими характеристиками. Поэтому в низкочастотном диапазоне применяются активные RС-фильтры.

Обычно фильтр реализуют на фильтрах 2-го или 1-го порядка, соединенных последовательно. Тогда для реализации фильтра 8-го порядка структурная схема будет выглядеть следующим образом:

Рисунок 3.5 – Структурная схема фильтра 8-го порядка

3.3.2 Расчет элементов схемы фильтра

Существует много вариантов аппаратной реализации аналогового фильтра на ОУ. Наиболее распространенным является топология Саллена-Ки[!]. Эта топология изображена на рисунке 3.6.

Рисунок 3.6 – Схема Саллена-Ки.

Схема Саллена-Ки обладает наилучшими характеристиками: относительно небольшое количество элементов, высокая повторяемость схемы при разбросе параметров RC-цепей. Передаточная функция схемы Саллена-Ки:

Здесь:

Для каждого типа фильтра и его порядка рассчитаны эти коэффиценты. Для фильтра Бесселя 8-го порядка они имеют значение:

Таблица 3.3 – Коэффициенты фильтра Бесселя 8-го порядка

Порядок фильтра	i	ai	bi
8	1	1,1112	0,3162
	2	0,9754	0,2979
	3	0,7202	0,2621
	4	0,3728	0,2087

Отталкиваясь от значения конденсатора C₁, C₂ должно удовлетворять условию:

Тогда получаем значения резисторов R₁ и R₂:

  Рисунок 3.7 – Принципиальная схема фильтра

Рассчитаем значение элементов. Возьмем C₁ = C₃ = C₅ = C ₇ = 100пФ, тогда:

Округлим полученные значения до ближайших номиналов из стандартного ряда E46.

Значения резисторов:

Также округлим полученные значения к ближайшим номиналам из стандартного ряда Е48.

R₁ = 10 кОм, R₂ = 22 кОм, R₃ = 2 кОм, R₄ = 22 кОм, R₅ = 4,3 кОм, R₆ = 20 кОм, R₇ = 2 кОм, R₈ = 10 кОм.

Постороим АЧХ рассчитанного аналогового фильтра.

Рисунок 3.8 – АЧХ аналогового фильтра

Фазо-частотная характеристика фильтра:

  Рисунок 3.9 – ФЧХ аналогового фильтра

Из ФЧХ можно найти зависимость ГВЗ от частоты:

  Рисунок 3.10 – Зависимость группового времени запаздывания от частоты

Как видно из рисунков 3.8, 3.9 и 3.10, ФЧХ фильтра линейна в заданной полосе частот и имеет неравномерность в полосе пропускания до -10 дБ, которая в дальнейшем будет исправлена цифровым фильтром.

3.4 Масштабирующий усилитель

Интервал напряжений, которое можно подавать на вход АЦП на стенде LESO1 от 0 до 5В, поскольку на входе АЦП стоит делитель напряжения.

Рисунок 3.11 – Делитель на входе АЦП

Необходимо преобразовать биполярный сигнал (-10 ÷ 10 В) в униполярный (0 ÷ 5 В). Для этого применена схема сдвига уровня и масштабирования. Передаточная функция такой схемы показана на рисунке 3.12.

Рисунок 3.12 – Передаточная характеристика масштабирующего усилителя

Схема, реализующая такую передаточную характеристику показана на рисунке 3.13.

Рисунок 3.13 – Принципиальная схема согласующего усилителя

Усиление рассчитывается по формуле:

а сдвиг:

Произведем расчет. Так как U_п = ±12 В ОУ, то входное напряжение может достигать значений ±12 В. Для расчетов входное напряжение возьмем с запасом: U_ВХ = ±12 В. Тогда требуемый коэффициент ослабления:

Сопоставив формулы 3.17 и 3.19 получим соотношение:

Возьмем R₃ = 10 кОм, тогда R₁ = 48 кОм. Из ряда сопротивления Е24 ближайшее номинальное значение сопротивления R₁ = 47 кОм. Получившуюся неточность можно исправить программно. Об этом в дальнейшем.

Обозначим напряжение смещения как U₀:

Напряжение U_ст должно быть стабильным. Поэтому его получают со стабилизатора. Есть ряд номинальных напряжений, по которому выпускаются микросхемы стабилизаторов: 1,5 В, 3,3 В, 5 В и так далее. Выберем U_ст = 3,3 В.

Получившееся напряжение смещения:

Отсюда найдем U₀:

Рассчитаем значение резисторов R₂ и R₄:

Возьмем R₂ = 20 кОм, тогда R₄ = 33,3 кОм. Из ряда сопротивления Е24 ближайшее номинальное значение сопротивления R₁ = 33 кОм. Таким образом, получили схему:

Рисунок 3.14 – Принципиальная схема согласующего усилителя

3.5 Аналого-цифровой преобразователь

3.5.1 Общие сведения

Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) — устройство, преобразующее входной аналоговый сигнал в дискретный код (цифровой сигнал). Полученный код в виде отсчетов можно сохранить, обработать, вычислить преобразование Фурье, тем самым получить спектр измеряемого сигнала.

Любой АЦП является измерительным устройством, в котором происходит сравнение с опорным напряжением. Сравнение происходит в двоичной системе счисления.

Последние десятилетия обусловлены широким внедрением в производство средств микроэлектроники и вычислительной техники, обмен информацией с которыми обеспечивается линейными аналоговыми и цифровыми преобразователями (АЦП и ЦАП).

Современный этап характеризуется АЦП и ЦАП обладающими высокими эксплуатационными параметрами: быстродействием, малыми погрешностями, многоразрядностью. Включение АЦП в устройства сильно упростило внедрение их в приборы и установки, используемые как в научных исследованиях, так и в промышленности и дало возможность быстрого обмена информацией между аналоговыми и цифровыми устройствами[!].

Микроконтроллера ADUC842, на основе которого выполнен стенд LESO1, включает в себя высококачественный мультиплексируемый АЦП с 8-мю каналами.

Блок АЦП представляет собой 8 -канальный 12-разрядный аналого-цифровой преобразователь с быстродействием 2.4 мксек и однополярным питанием. Блок включает 13-канальный мультиплексор, встроенный источник опорного напряжения, систему калибровки и собственно преобразователь последовательного типа. Блок управляется через три регистра специальных функций.

Преобразователь воспринимает входные аналоговые сигналы в диапазоне от 0 до +U_оп. Может использоваться опорное напряжение +U_оп., формируемое встроенным источником, либо подаваемое от внешнего источника. Встроенный источник опорного напряжения представляет собой прецизионную схему с низким дрейфом, откалиброванную на напряжение 2,5В.

АЦП микроконвертора ADUC842 построен по архитектуре последовательного приближения. В АЦП последовательного приближения выходные данные, соответствующие дискретному входному сигналу, формируются в конце соответствующего интервала преобразования.

Среднее потребление тока блоком АЦП примерно равно 1,6 мА при напряжении питания микроконтроллера 5 В. АЦП можно установить в режим передачи данных по каналу прямого доступа к памяти (ПДП, DMA – direct memory access), когда блок повторяет циклы преобразования и посылает выборки во внешнюю память данных, минуя процессор. Об этом режиме работы АЦП будет сказано в пятой главе. Микроконвертер ADuC842 поставляется с заводскими калибровочными коэффициентами, которые загружаются автоматически после включения питания и обеспечивают оптимальную работу устройства. Блок АЦП содержит внутренние регистры калибровок смещения (ADCOFSL, ADCOFSH) и усиления (ADCGAINL, ADCGAINH), причем программная процедура калибровки пользователя подавляет заводские установки. Это дает возможность минимизировать ошибки в конечной системе.

Результат преобразования сигнала записывается как 12-битный код. Этот результат записывается в регистры ADCDATAL и ADCDATAH. Причем, младшие 8 бит записываются в регистр ADCDATAL, а старшие 4 бита в младшие 4 бита регистра ADCDATAH. В старшие 4 бита регистра ADCDATAH записывается номер канала АЦП для дальнейшего их различения при необходимости.

Рисунок 3.15 – Формат результата преобразования АЦП.

3.5.2 Передаточная функция АЦП

В диапазоне входных напряжений АЦП от 0 до +U_оп. смена кодов происходит посередине очередного приращения, равного младшему значащему разряду LSB (1/2 LSB, 3/2 LSB, 5/2 LSB,…, (LS-3/2 ) LSB). Как уже было сказано, 1 LSB = U_оп./2^N =(2,5 В)/2¹² = 610 мкВ. Таким образом, цифровой код представляет собой нормализованное отношение аналогового сигнала к опорному сигналу. Идеализированная передаточная характеристика показана на рисунке 3.16.

Рисунок 3.16 – Формат результата преобразования АЦП.

Как видно из рисунка 3.16, на самом деле передаточная характеристика АЦП состоит из ступеней, но при рассмотрении смещения, усиления и линейности АЦП мы рассматриваем линию, соединяющую средние точки этих отрезков.

3.6 Согласование устройства с ЭВМ

В настоящее время для подключения оборудования широко используется шина USB. Также от USB идет питание 5 В, которое используется для питания стенда LESO1 и платы-приставки.

Для реализации подключения устройств к шине USB компьютера, широкое распространение получили специализированные микросхемы и модули на их основе, которые берут на себя всю низкоуровневую обработку и предоставляют для микропроцессорной техники удобный интерфейс обмена. Микросхема FTDI встроенная в лабораторный стенд LESO1 является высокоинтегрированным переходником USB - COM позволяющая используя минимум внешних компонент (разъем и пассивные компоненты) и организовать последовательный обмен данными с шиной USB компьютера.

Для работы с программой LabVIEW необходимы драйвера, которые можно скачать с официального сайта производителя FTDI. Драйвера обеспечивают протокол обмена данными между устройствами и правильную идентификацию устройств.

Рисунок 3.17 – Окно состояния подключения стенда LESO1 к LabVIEW

При подключении любого устройства к ЭВМ ему присваивается Handle - идентификационный номер, используемый для доступа к устройству, используется в ОС Windows для уникальной идентификации объекта.

Рисунок 3.18 – Оповещение об отсутствии или неправильном подключении стенда LESO1 к LabVIEW

При неправильном подключении устройства, окно состояния прибора оповестит об отсутствии или неправильном подключении прибора.

3.7 Схема питания устройства

Интервал входного сигнала -10÷10 В. Значит напряжение питания ОУ, составляющих входную цепь должно быть не более -10 В и не менее 10 В. Возьмем с запасом напряжения питания ±12 В.

Как было сказано в предыдущем пункте, вся печатная плата питается от USB, которое может обеспечить лишь униполярное питание 5В. Для схем, которым нужно определенное напряжение питания, как в нашем случае ±12 В, причем без внешнего блока питания, применяют микросхемы DC/DC преобразования. Обычно такие микросхемы применяют в портативных устройствах и в устройствах, к которым предъявлен критерий малогабаритности.

Широко распространенными являются микросхемы серии AM1L-NZ. Они имеют широкий выбор микросхем по входному и выходному напряжений.

Свойства микросхем серии AM1L-NZ:

• корпус для поверхностного монтажа,
• низкий уровень пульсации напряжения и шума,
• высокий КПД (до 83%),
• рабочий диапазон температур от -40°С до +85°С,
• защита от статического напряжения до 1000В,
• совместимые выводы с другими микросхемами из той же серии (высокая повторяемость).

Наиболее подходящей микросхемой в данном случае по параметрам U_вх = 5 В и U_вых = ±12 В является AM1L-0512D-NZ.

Таблица 3.4– Основные характеристики DC/DC преобразователя

Название модели	Входное напряжение, В	Выходное напряжение, В	Максимальный выходной ток, мА	Напряжение изоляции, В	КПД, %
AM1L-NZ	4,5-5,5	±12	±42	1000	79

Типовая схема подключения таких микросхем показана на рисунке 3.19.

Рисунок 3.19 – Типовая схема включения DC/DC преобразователя

3.8 Разработка печатной платы

Печатная плата (ПП) соединяет электронные компоненты между собой (пассивные (резисторы, конденсаторы и другие), активные компоненты, разъемы и микросхемы).Разводка проводников на печатных платах (ПП) в значительной степени влияет на параметры электромагнитной совместимости (ЭМС) как в отношении электромагнитного излучения, так и восприимчивости к электромагнитным (ЭМ) полям.

Существуют различные программы для разработки печатных плат, самым распространенным их которых является программа P-CAD. P-CAD в настоящий момент, пожалуй, самая распространенная система проектирования в России. P-CAD - это система сквозной разработки, которая позволяет вести все этапы проектирования печатных плат:

• ввести принципиальную схему,
• провести цифро-аналоговое моделирование проектируемого устройства,
• разработать топологию,
• провести анализ целостности сигналов,
• подготовить технологические файлы,
• подготовить конструкторскую документацию,
• разработать собственную элементную базу.

P-CAD является модульным пакетом, то есть разноплановые операции (например, ввод принципиальной схемы и разработка топологии) выполняются в разных модулях, связанных между собой промежуточными файлами (например, список соединений).

3.8.1 Поверхности заземления и питания

Обеспечение широкого динамического диапазона с низкими шумами во враждебном окружении шумов возможно только при использовании эффективных приемов проектирования схем, включающих в себя технически грамотную трассировку сигнала, развязку и заземление.

Обеспечение низкоимпедансных заземляющих поверхностей большой площади очень важно для всех современных аналоговых схем. Заземляющая поверхность действует не только как низкоимпедансный обратный тракт для развязки высокочастотных токов, но также минимизирует электромагнитные радиочастотные помехи. Благодаря экранирующему действию заземляющей поверхности чувствительность устройства к внешним помехам также уменьшается. Таким образом, заземляющая поверхность может работать как экран, где пересекаются чувствительные сигналы.

Все выводы заземления микросхем должны соединяться с помощью пайки прямо с низкоимпедансной заземляющей поверхностью с целью минимизировать последовательную индуктивность и сопротивление.Выводы питания должны быть развязаны прямо на заземляющую поверхность с помощью низкоиндуктивных керамических конденсаторов для поверхностного монтажа (SMD). Керамические конденсаторы должны быть расположены как можно ближе к выводам питания микросхемы. Для дополнительной развязки могут также потребоваться ферритовые бусины, как в случае с DC/DC преобразователем.

Каждая печатная плата в системе должна иметь хотя бы один слой, полностью отведенный под заземляющую поверхность. В идеале двусторонняя плата должна иметь одну сторону, полностью отведенную под заземление и вторую – для различных соединений. После окончания предварительной разводки платы поверхность заземления должна быть аккуратно проверена для того, чтобы убедиться, что не осталось изолированных "островков" заземления, т.к. выводы заземления микросхем, расположенные на таких островках, не будут иметь связи с заземляющей поверхностью. Также заземляющая поверхность должна быть проверена на предмет слишком тоненьких соединений между соседними большими площадями, которые могут значительно уменьшить эффективность заземляющей поверхности.

Таким образом, основные принципы, по которым разрабатывается печатная плата:

• элементы должны находиться не на слишком большом расстоянии для большей помехоустойчивости и обеспечения малогабаритности печатной платы,
• использование для заземления (и питания) поверхности большой площади, чтобы обеспечить низкоимпедансный путь для возвратного тока,
• обеспечение непересекание сигнальных и питающих печатных проводников.

3.8.2 Снижение шумов и фильтрация напряжения источника питания

Прецизионные аналоговые схемы обычно питаются от источника с хорошим линейным стабилизатором с низким уровнем шума. Однако за последние 10 лет в электронных схемах стали гораздо чаще использоваться импульсные источники (ИИП), и как следствие, они стали использоваться также для питания аналоговых схем. Причины их популярности – высокий КПД, малое повышение температуры, небольшой размер и вес.

Несмотря на эти преимущества, ИИП имеют отрицательные стороны, и самое главное – большой уровень помех на выходе. Эти помехи обычно занимают широкую полосу частот, проявляются в проводимых и излучаемых шумах, а также в нежелательных электрических и магнитных полях. Напряжение выходного шума ИИП представляет собой короткие импульсы или пики напряжения. Хотя значение частоты переключения лежит в пределах 20 кГц-1 МГц, выбросы могут содержать частотные компоненты, достигающие 100 МГц и выше.

Таблица 3.5 – Спецификация DC/DC преобразователя

Параметр	Условие	Значение	Единица измерения
Частота переключения	100% загрузка	100	кГц
Точность напряжения		±5	%
Точность симметрии напряжения		±2	%
Температурный коэффициент смещения (ТКС)		±0,3	%
Пульсации и шум	на полосе 20 МГц	75	мВ

В целом, существуют 3 метода борьбы с помехами:

• излучение источника может быть уменьшено с помощью надлежащей разводки, управления временем нарастания импульса, фильтрации и грамотного заземления,
• пути проведения и излучения должны быть устранены посредством физического разделения и экранирования,
• помехоустойчивость объекта воздействия может быть улучшена благодаря фильтрации сигналов и напряжения питания, контролю уровня импеданса, балансу импеданса и использованию дифференциальных технологий для подавления нежелательных синфазных сигналов.

Но можно и все три метода вместе применить при разведении ПП.

Средства понижения шума импульсного стабилизатора:

• конденсаторы,
• катушки индуктивности,
• дроссели с ферритовыми бусинами,
• резисторы,
• линейный пост-стабилизатор,
• надлежащее размещение и заземление,
• физическое разделение с чувствительными аналоговыми схемами.

Из этих средств катушки индуктивности и конденсаторы и являются наиболее действенными фильтрующими элементами, они наиболее выгодны по соотношению цена/эффективность, а также невелики по размеру. Конденсаторы, пожалуй, самые важные компоненты фильтра для ИИП. Существует много различных типов конденсаторов. Существует три больших класса конденсаторов, используемых в фильтрах на частотах 10 кГц-100 МГц, различающихся по типу диэлектрика: электролитические, пленочные органические и керамические.

Какой бы диэлектрик не применялся, основная составляющая потерь в конденсаторе выражается через эквивалентное последовательное сопротивление (ESR), это – суммарное паразитное сопротивление конденсатора. ESR ограничивает эффективность фильтра и требует особого внимания, т.к. в некоторых типах конденсаторов ESR может изменяться в зависимости от частоты и температуры. Другая составляющая, понижающая качество конденсатора, – эквивалентная последовательная индуктивность (ESL). Индуктивностью ESL определяется частота, на которой полная характеристика импеданса конденсатора переходит от емкостной к индуктивной. Эта частота разная – от 10 кГц в некоторых электролитических конденсаторах до 100 МГц или даже больше в керамических конденсаторах для поверхностного монтажа (SMD). ESR и ESL минимизированы в безвыводных компонентах. Все упомянутые типы конденсаторов доступны в исполнении для поверхностного монтажа (SMD), которое предпочтительно для высокоскоростных устройств.

Все конденсаторы имеют некоторое конечное значение эквивалентного последовательного сопротивления ESR. В некоторых случаях ESR может даже способствовать подавлению резонансных пиков в фильтрах, обеспечивая некоторое затухание. Импеданс реального конденсатора (|Z|) на низких частотах почти чисто емкостной. На средних частотах его импеданс определяется значением ESR, например, для ряда типов, около 0.12–0.4 Ома на частоте 125 кГц. На частотах, превышающих значение примерно 1 МГц, этот конденсатор становится индуктивным, в импедансе доминирует эффект ESL. Минимальный импеданс будет изменяться в зависимости от значения ESR, а диапазон индуктивного импеданса зависит от величины ESL (которая, в свою очередь, сильно зависит от конструкции корпуса).

Рисунок 3.20 - Зависимость импеданса электролитического конденсатора от частоты

Что касается катушек индуктивности, в фильтрах источников питания очень часто применяются ферриты – непроводящая керамика, производимая из оксидов никеля, цинка, марганца и других соединений. На частотах более 100 кГц импеданс катушки с ферритовым сердечником становится резистивным, что важно для разработки высокочастотных фильтров.

Наипростейшая форма – бусинка из ферритового материала, ферритовый цилиндр, который просто надевается на вывод питания для развязки.

Ферриты необходимые для высокочастотных фильтров:

• ферриты эффективны на частотах выше 25 кГц,
• существуют ферритовые дроссели разных размеров и форм, в том числе в виде резистора с выводами,
• импеданс ферритового дросселя на высоких частотах преимущественно резистивный, что идеально для фильтра ВЧ,
• небольшие потери на постоянном токе: сопротивление провода, проходящего через феррит, очень невелико,
• существуют варианты с большим током насыщения,
• выбор зависит от:
  • источника и частоты помех,
  • требуемого на частоте помех сопротивления,
  • окружения: температуры, напряженности постоянного и переменного поля, имеющегося свободного места.

С учетом вышесказанного, была разработана принципиальная схема питающих микросхем, а также разведена печатная плата осциллографа-приставки.

Рисунок 3.21 - Принципиальная схема питания осциллографа-приставки   Рисунок 3.22 - Принципиальная схема питания осциллографа-приставки

 

3.9 Выводы

 

Разработка принципиальной схемы состояла в разработке инструментального усилителя, аналогового фильтра, масштабирующего усилителя, согласующего выход печатной платы и входа АЦП, и схемы питания. Далее эту принципиальную схему реализовали на печатной плате в соответствии с рисунком 3.22.

Вся принципиальная схема цифрового осциллографа-приставки приведена в приложении А.

---